一种准谐振软开关双管反激DC/DC变换器的制作方法

本实用新型涉及电源，更具体地说，涉及一种准谐振软开关双管反激DC/DC变换器。

背景技术：

随着电力电子技术的高速发展，功率变换器的高功率密度和小型化越来越受到重视，而变换器开关频率的提高对实现高功率密度和小型化有着非常重要的作用。然而随着开关频率的提高，器件的开关损耗增加，降低了变换器效率，进而限制了变换器的高功率密度和小型化。单管反激变换器具有电路简单、输入与输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率场合。然而，由于变压器漏感的存在，在开关管关断瞬间，漏感产生电压尖峰，使开关管承受很高的电压应力。同时，传统单管反激变换器工作在硬开关状态，开关损耗大且电磁干扰严重，影响了反激变换器的性能。准谐振反激变换器实现了开关管漏源电压的谷底开通，降低了开关损耗，但开关频率随负载的减小而增加，严重影响了轻载效率，且开关频率受输入电压影响较大。在传统准谐振控制的基础上加入最高频率限制功能，一定程度上可以提高轻载效率，但开关管的电压应力大。将有源钳位技术引入单管反激变换器，可以实现主开关管与钳位开关管的ZVS导通，但变换器开关管电压应力大，此外，由于其互补控制方式，循环能量大、轻载效率低。非对称半桥反激变换器在实现主开关管和辅助开关管ZVS导通的同时，将开关管电压应力钳位在输入电压，但其谐振损耗高，开关管电流应力大，轻载效率低。双管反激变换器的所有开关管的电压应力钳位在输入电压，且漏感能量直接回馈到输入电源，无需增加额外的吸收电路，可提高变换器的效率。但由于该变换器工作在硬开关状态，并且占空比不能大于50％，限制了其应用。将有源钳位技术和准谐振技术引入双管反激变换器，虽然实现了开关管的ZVS导通，但却增加了开关管的电压应力。因此，需要寻求一种电路拓扑既能够实现开关管的零电压导通，降低开关管电压应力，同时也能提高变换器轻载效率。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种开关电源的拓扑结构，使之克服现有技术的以上缺点。本实用新型要解决的技术问题在于，针对现在反激式变换器开关损耗严重、开关管电压和电流应力高、轻载效率低、电磁干扰严重等缺点，提供一种控制方式简单、开关管电压电流应力低、能够实现开关管零电压导通、同时改进轻载效率的反激式变换器。

本实用新型实现其实用新型目的所采用的技术方案是：一种准谐振软开关双管反激DC/DC变换器，其特征在于，包括开关单元100、谐振单元200、高频变压器T、整流滤波单元300；所述开关单元100由二极管D₁、第一开关管S₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃组成；所述谐振单元由隔直电容C_b和谐振电感L_r组成；所述高频变压器T用于存储并传递能量,原边绕组两端通过谐振单元连接到第一开关管S₁和第三开关管S₃的连接点和二极管D₁和第二开关管S₂的连接点之间，副边绕组两端连接整流滤波单元D_r；所述整流滤波单元采用半波整流电路将高频变压器T存储的能量传递到直流输出；此处开关管的开关端是指其漏极和源极构成的开关通道。

所述开关单元100中，由二极管D₁、第一开关管S₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃组成；直流输入的正端依次通过二极管D₁与第二开关管S₂的开关端连接到直流输入的负端；直流输入的负端依次通过第三开关管S₃的开关端与第一开关管S₁的开关端连接到直流输入的正端；

所述谐振单元200中，隔直电容C_b、谐振电感L_r与高频变压器T原边串联后分别连接在第一开关管S₁和第三开关管S₃的连接点和二极管D₁和第二开关管S₂的连接点之间；所述谐振电感L_r为独立电感或变压器之漏感或所述两者之和。

更进一步地，所述高频变压器T原边为一个绕组，副边为一个或一个以上绕组。所述整流电路可采用二极管D₁整流或为采用同步整流电路。

所述二极管D₁和第三开关管S₃在电路拓扑中具有对称性，其位置互换不改变换器的工作特性。

更进一步地，所述第一开关管和第三开关管控制端输入的控制信号的周期为设定长度，第一开关管的控制信号占空比为D时，所述第三开关管的占空比为1-D；所述两个控制信号在其相邻的高低电平转换位置分别提前或延迟一个设定宽度，形成设定宽度的死区以防止所述两个开关管同时导通；第一开关管和第二开关管控制端输入的是开关时序相同的脉冲宽度调制信号

实施本实用新型的DC/DC转换器，具有以下有益效果：变换器工作在重载时，利用谐振电感L_r与隔直电容C_b谐振，可以实现所有开关管的零电压导通；轻载时，减少谐振电感L_r与隔直电容C_b谐振过程，降低变换器的谐振损耗，依然保持了开关管的零电压导通特性。同时，由于开关单元特殊的电路结构，谐振电感L_r能量可以通过二极管D₁和第三开关管S₃反馈回直流输入，减小电路的谐振损耗和开关管的电流应力，并且所有开关管的电压应力都被箝位在输入电压。因此，本实用新型的DC/DC转换器在重载和轻载时都能获得比较高的效率。

附图说明

图1为本实用新型一种DC/DC变换器实施例中DC/DC变换器的结构示意图。

图2为本实用新型实施例中采用的结构示意图。

图3、图4和图5为图2所示电路结构图不同电路参数时，主要工作波形图。

图6为图2中DC/DC变换器的一种变形结构示意图。

图7为本实用新型实施例中整流单元采用同步整流示意图。

图8为图2所示电路结构图在输入电压V_in＝100V，输出功率P_o＝30W时主要仿真波形。仿真参数为：输入电压V_in＝100V，输出电压V_o＝5V，输出功率P_o＝30W，谐振电感L_r＝25μH，隔直电容C_b＝3.3μF，励磁电感L_m＝250μH，变压器原副边匝比n＝8:1，输出滤波电容C_o＝470μF。

图9为图2所示电路结构图在输入电压V_in＝100V，输出功率P_o＝15W时主要仿真波形。

图10为图2所示电路结构图在输入电压V_in＝100V，输出功率P_o＝7.5W时主要仿真波形。

具体实施方式

下面将结合附图对本实用新型实施例作进一步详细的描述。

图1所示，是本实用新型一种DC/DC变换器的结构示意图，该DC/DC变换器包括开关单元100、谐振单元200、高频变压器T、整流单元300；所述开关单元由二极管D₁、第一开关管S₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃组成；所述谐振单元由隔直电容C_b和谐振电感L_r组成；所述高频变压器T用于存储并传递能量；所述整流滤波单元采用半波整流方式将高频变压器T存储的能量传递到直流输出。

图2所示是本实用新型实例中采用的电路结构示意图。其中开关单元包括二极管D₁、第一开关管S₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃；谐振单元包括谐振电感L_r和隔直电容C_b，T为高频变压器，D_r为输出整流二极管；在本实用新型中开关管选用的是MOS管，其开关端分别是漏极和源极，其控制端是该MOS管的栅极，控制信号或驱动信号施加在开关管的栅极，控制其漏极和源极的开通或者关断。直流输入的正极依次通过二极管D1的阴极和阳极与第二开关管S₂的漏极和源极连接到直流输入的负极；直流输入的正极依次通过第一开关管S₁的漏极和源极与第三开关管S₃的漏极和源极连接到直流输入的负极；当第一开关管S₁和第三开关管S₃控制端输入的控制信号的周期为设定长度时，两者控制信号关系是：当第一开关管S₁的控制信号的占空比为D时，第三开关管S₃的控制信号的占空比为1-D。所述两个控制信号在其相邻的高低电平转换位置分别提前或延迟一个设定宽度，形成设定宽度的死区以防止所述两个开关管同时导通。第一开关管S₁和第二开关管S₂控制端输入的是开关时序相同的脉冲宽度调制信号。

总之，在图2的DC/DC变换器电路中，V_in为输入侧直流电源；二极管D₁、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃组成开关单元；谐振电感L_r和隔直电容C_b组成谐振单元；T为高频变压器，其原边侧接谐振电感L_r和隔直电容C_b，其副边侧接整流滤波单元；整流滤波单元由快恢复二极管D_r和滤波电容C_o组成；R为负载。

值得一提的是，根据一个周期内励磁电感电流i_Lm和谐振电感电流i_Lr的关系可将变换器分为三种不同工作模式，图3、图4和图5分别为三种工作模式时电路主要工作波形。所述工作模式Ⅰ为：励磁电感电流i_Lm和谐振电感电流i_Lr在开关周期结束时不相等，第一开关管S₁实现零电压导通的能量全部由谐振电感L_r提供，电路主要波形如图3所示；所述工作模式Ⅱ为：励磁电感电流i_Lm和谐振电感电流i_Lr在开关周期结束前已相等，第一开关管S₁实现零电压导通的能量由谐振电感L_r和励磁电感L_m一起提供，电路主要波形如图4所示；所述工作模式Ⅲ为：励磁电感电流i_Lm和谐振电感电流i_Lr在开关周期结束前已相等，第一开关管S₁实现零电压导通的能量由谐振电感L_r和励磁电感L_m一起提供，电路主要波形如图5所示。所述工作模式Ⅲ与所述工作模式Ⅱ的主要区别为，工作模式Ⅲ缺少了谐振电感L_r和隔直电容C_b的单独谐振过程，即图4中[t₃-t₆]时间段。

图6为本实用新型中开关单元的一种衍生电路，也就是说，图6所示电路和图2所示电路，在工作原理和工作特性上没有本质区别。值得一提的是，在本实用新型中，高频变压器T原边仅包括一个绕组，而副边可以包括一个以上的绕组。

图7为本实用新型整流滤波单元采用同步整流的等效电路，也就是说，在本实用新型的任何一种情况下，整流滤波单元都可以采用图7所示的电路。

在本实用新型中，组成DC/DC变换器的各个单元，包括开关单元、谐振单元、高频变压器T、整流滤波单元，并不限于上述说明。本领域技术人员还可以依据本领域的公知常识对上述各单元的构成和各单元的连接进行合理的组合、变换和修改。

图8、图9和图10是利用PSIM仿真软件得到的仿真结果。通过图8、图9和图10可以看出，在满载时变换器工作在工作模式Ⅰ，随着负载的减轻，变换器进入到工作模式Ⅱ，当负载进一步减轻，变换器最终工作在工作模式Ⅲ。通过对比图8、图9和图10可以看出，无论变换器工作于何种模式，变换器的所有开关管都是零电压导通，并且所有开关管的电压应力都限制在输入电压。变换器工作在工作模式Ⅰ时，副边整流管D_r是硬关断，会存在二极管D_r反向恢复问题，当变换器工作在工作模式Ⅱ和工作模式Ⅲ时，副边整流管D_r是零电流关断，不存在二极管D_r反向恢复问题，能够进一步改进变换器的效率。尤其当变换器工作在工作模式Ⅲ时，不存在谐振电感L_r和隔直电容C_b单独谐振的过程，能够减小变换器的谐振损耗，进一步提高变换器的轻载效率。